發布日期：2022-04-17 點擊率：78
【導讀】在音頻電路中，無源元件被用于設定電路增益、提供偏置和電源抑制、實現級間直流隔離等功能。由于便攜式音頻設備的局限性，其空間、高度和成本都受到了嚴格限制，迫使設計者必須采用小尺寸、低截面和低成本的無源元件。
使用之前，有必要對這些器件的音頻效果作一番考察，不恰當的元件選擇會顯著降低系統的性能。一些設計者認為電阻和電容對音頻質量沒有什么影響，但實際情況是，很多在音頻信號通道上經常使用的無源元件固有的非線性特性會帶來嚴重的總諧波失真(THD)。有些情況下，無源器件對于系統的非線性影響甚至超出了諸如放大器和DAC之類的有源器件，而后者常常被很多設計者看作是音頻性能的主要限制因素。
非線性之源
電容和電阻都存在一種所謂的電壓系數效應，當元件兩端的電壓改變時，元件的物理特性會發生某種程度的改變，其參數值也隨之改變。例如，當一個兩端無電壓時阻值為1.00kΩ的電阻被加以10V電壓時，其實際電阻值變為1.01kΩ。這種效應隨元件的類型、結構和(對于電容)化學類型的不同而有很大差異。有些制造商可以提供電壓系數信息，以曲線方式給出了電容變化百分比對應額定電壓變化百分比的關系。
現代薄膜電阻的電壓系數已非常好，實驗室條件下基本上測不到。然而，電容則差強人意，會對性能產生影響：
電壓系數：如前所述。
介電吸收(DA)：類似于記憶效應，表現為已被放電的電容仍持有一些電荷。
等效串聯電阻(ESR)：和頻率有關，當串聯耦合電容驅動低阻抗耳機或揚聲器時會限制功率輸出。
顫噪效應：一些電容有顯著的壓電效應，物理應力或變形會在電容兩端產生電壓。
誤差較大：多數大容值電容(幾μF或更大)，通常沒有嚴格規定精度。而電阻就很容易且廉價地做到1%或2%的容差。
下面的討論給出了一種測試方法，包括一個簡單的測試電路和現成的音頻測試設備，以便評價音頻信號通道上的電容所帶來的不利影響。我們的目的不是對某種尺寸、額定電壓或元件類型進行取舍判定，只是想讓讀者了解這種現象，展示一些有代表性的結果，并提供了一種測試手段，以便進行合理的比較和判斷。
測試說明
非線性交流響應很容易在電容上觀察到。模擬音頻(有必要加以限制)的頻率響應在大多數電路模塊中可分為高通、低通和帶通濾波器，這些濾波器的非線性對于音頻質量有顯著影響。
考慮一個簡單的RC高通濾波器(圖1)。當頻率遠高于-3dB截止頻率時，電容的阻抗低于電阻。當有高頻交流信號通過時，只在電容兩端產生很小的電壓，因此電壓系數所造成的變化應該很小。不過，信號電流流過電容時，會在電容的ESR上產生電壓。ESR的非線性達到一定程度就會使THD惡化。
圖1. 簡單的高通RC濾波器
當接近-3dB截止頻率時，電容和電阻的阻抗值達到同一數量級。結果是在電容兩端產生明顯的交流電壓，同時又只對輸入信號產生很小的衰減。此時，電壓系數效應接近其峰值。
本測試將聚焦于-3dB截止點的THD，突顯無源元件的非理想特性(主要源自于其電壓系數效應)。測試電路包括一個-3dB截止頻率為1kHz的高通濾波器，和一個音頻分析器(Audio Precision System One)，以便觀察在更換不同結構、化學成分和類型的電容時，THD+N的惡化情況。考慮到可選電容類型的多樣性，選擇1μF容值的電容。它和150Ω的負載電阻形成了一個1kHz截止頻率的耳機濾波器。注意在本測試中被測電容兩端沒有直流偏壓。輸入和輸出有相同的直流電位。
聚酯電容和參考基線
圖2中的THD+N和頻率的關系曲線給出了測試裝置的分辨率上限，以及一種25V穿孔式聚酯電容(便攜設備中不常用)的最小影響。由電壓系數引起的THD即使有也不是很明顯。注意到在頻率低于1kHz時THD開始增加，但實際上輸出信號在頻率低于1kHz時也下降了，因而降低了由分析儀所記錄的信號-噪聲(加失真)比率。關鍵區域在于1kHz以上，在此區間聚酯電容的表現良好—僅能測到相對于參考基線輕微的惡化。
圖2. 聚酯電容組成的無源1kHz高通濾波器的THD+N隨頻率的變化曲線，與參考測量對比。
鉭電介質
便攜設備中常可以看到鉭電容，通常用作隔直電容，特別是要求電容值大于幾μF時。圖3所示的THD+N和頻率的關系曲線對比了三種常見的表面安裝型鉭電容和傳統的穿孔“浸漬”型鉭電容(實驗室中很常見)。它們同樣具有1μF的容值；只是物理尺寸(外殼尺寸)和額定電壓不同，見表1。本測試中電容兩端沒有施加直流偏壓。
圖3. 不同鉭電容組成的無源1kHz高通濾波器的THD+N隨頻率變化曲線之對比
表1. 圖3測試所用的表面安裝型鉭電容
陶瓷電介質
陶瓷電容常用于音頻電路兩級間的交流耦合、低音增強和濾波電路。不同類型電介質的特性如圖4所示，對應的元件列于表2。
圖4. 不同陶瓷電容組成的無源1kHz高通濾波器的THD+N隨頻率變化曲線之對比
表2. 圖4測試所用的表面安裝型陶瓷電容
圖4也給出了一種隨意選取的穿孔式陶瓷電容的特性曲線。最差情況是X5R電介質，-3dB點的THD僅為0.2%。為便于比較，可將其等同為-54dB的失真。與此同時，大多數16位音頻DAC和CODEC的THD，相對于其滿度輸出，至少要比這個數值好一個數量級。需要注意的是，C0G電介質能夠保證很低的電壓系數，但它的電容值僅限于0.047μF以下。本測試要求采用1μF電容，因此C0G型電容沒有被包含進來。
如何避免電容電壓系數效應的影響
圖5顯示了一種線路輸入拓撲，它采用一種新穎的交流耦合結構，允許采用比傳統結構低得多的輸入電容。本例中的輸入電容(C1)為0.047μF，因而可以采用C0G電介質的陶瓷電容，外殼尺寸僅為1206—這種結構使電壓系數引起的THD減至最小。運算放大器(應該采用具有低輸入偏置電流的器件，如MAX4490)的直流反饋由兩個100kΩ電阻提供。在音頻頻段上，直流反饋電路的影響被C2和R5削弱，因此反饋主要由R1和R2通過C1完成。各器件取圖中所示數值時，-3dB截止頻率為5Hz。
圖5. 這種新穎的線路輸入級降低了電壓系數效應的不良影響。將傳統的交流耦合電容插入到放大器的誤差通道降低了該電容的容量要求，允許在便攜式設計中選用C0G電容。
這種復合反饋有一個一階低頻響應，但在高通截止頻率附近可能會被調諧成二階響應。因此，在對圖5所示的元件值作調整時，一定要特別注意其過沖和波峰。本例中的元件值可給出接近于最大平直度的高通響應函數。這個原理電路經過簡單修改后很容易應用到準差分(地感應)和全差分輸入級。
圖6. 圖5所示電路的頻率響應，可看到10Hz以下為光滑的下降曲線，-3dB點為5Hz。隨著頻率的降低，最終的滾降速率為20dB/十倍頻。
圖7所示的立體聲耳機驅動IC (MAX4410)采用一種創新技術，稱為DirectDrive?，工作于單一正電源時，卻可將輸出偏置設定在0V，這樣，就可以用直流耦合方式驅動耳機。它有以下一些優點：
省掉了大尺寸的隔直電容(100μF至470μF)，同時也消除了一個由電壓系數引起的主要的THD來源。
更低的-3dB截止頻率，現在，由輸入電容和輸入電阻決定，按照圖7所示，大約在1.6Hz，但若采用交流耦合方式驅動16Ω耳機，要實現1.6Hz的-3dB點就需要大約6200μF的電容。此外，低頻響應也不再和負載相關了。
省掉大尺寸電容顯著節省了PCB面積。而且和MAX4410的充電泵電路中所用的1μF和2.2μF陶瓷電容相比，這種電容是很昂貴的。
對于一個參照于地的負載，為了使輸出級能夠吸收和源出負載電流，芯片產生了一個內部的負電源來驅動放大器。由于這個電源(PVSS)是正電源(VDD)的反相，可用的輸出電壓動態范圍(接近2VDD)是傳統的單電源、交流耦合耳機驅動器的兩倍。
圖7. 在這個立體聲耳機驅動器MAX4410的典型應用電路中，設定CIN為10μF，將任何電壓系數效應限制在次聲波頻段。輸出端不再需要大容量耦合電容。
在本例中，我們已給出了一個相對簡單的方法來降低輸入電容的電壓系數效應在音頻頻段的影響，那就是選用超額容值的電容。假定輸入電阻為10kΩ，選用10μF陶瓷電容作為CIN。這種組合將-3dB點置于1.6Hz，這樣，電壓系數非線性所造成的最壞影響也要比人耳能夠聽到的最低頻率低至少一個數量級。
再來考察一下更大容值的電容，圖8對比了兩種類型的100μF電容，當它們和16Ω電阻組成高通濾波器時的特性。在100Hz，-3dB頻率點，兩種類型的電容都會由于電壓系數效應產生顯著的THD。100μF鉭電容在-3dB截止點產生的THD+N是0.2%，等同于圖4中性能最差的陶瓷電容。利用Maxim的DirectDrive或類似技術，摒棄這些音頻通道上的器件，將顯著改善音頻品質，在低頻段尤為顯著。在圖8中，參考曲線出自MAX4410 (測量極限)。
圖8. 采用100μF大容量電容驅動16Ω負載時的THD+N和頻率關系圖。兩種電容(鋁電解和鉭電解)在100Hz的-3dB點都產生了嚴重的THD。Maxim的DirectDrive耳機放大器不再需要這樣的輸出耦合電容。
總結
無源器件會給模擬音頻通帶來顯著的、可測量的性能惡化。這種效應很容易用標準的音頻測試裝置測試和評價。在已經過測試的電容類型中，鋁電解和聚酯電容有最低的THD，X5R陶瓷電容的THD最差。
選擇有源器件時，應注意盡可能減少模擬音頻電路中交流耦合電容的數量。例如，可以采用差分信號或DirectDrive器件(如MAX4410)來饋送耳機。如果可能的話，在設計音頻電路時應盡可能使用小容值電容，這樣就可以使用C0G或PPS電容。為了減小交流耦合音頻電路中電壓系數的影響，可將-3dB點降低到遠低于實際需求的位置，例如10倍頻，將可能產生問題的頻率限制在次聲波頻段。
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