【導(dǎo)讀】隨著時(shí)鐘速率的提高，利用高速示波器有源探頭測量延時(shí)的傳統(tǒng)方法很難獲得準(zhǔn)確結(jié)果。這些探頭成為高速信號通路的一部分，并造成被測信號的失真，引入誤差。探頭還必須直接置于器件引腳，以消除PCB (印刷電路板)引線長度產(chǎn)生的延時(shí)誤差，滿足探頭位置的這一要求是困難而復(fù)雜的過程。本文介紹了如何利用TDR (時(shí)域反射計(jì))測量降低探頭誤差的方法，有助于提高傳輸延時(shí)測量精度。
分析方法
本文基于以下三個(gè)前提：
1、利用TDR (時(shí)域反射計(jì))減小探頭誤差。TDR通常用來測量信號通路長度與阻抗變化的關(guān)系。TDR也是測量傳輸延時(shí)的重要工具。
2、避免直接探測。由于加載的原因，有源探頭會(huì)使測量變得復(fù)雜，并引入誤差。
3、利用一個(gè)實(shí)例演示這一方法。本文將以MAX9979為例，該芯片為高速引腳電子電路，適合于ATE系統(tǒng)。芯片內(nèi)部集成了雙路高速驅(qū)動(dòng)器、有源負(fù)載以及工作在1Gbps以上的窗比較器。
此處介紹的方法適用于任何高速器件。
TDR原理
TDR測試方法中，沿信號通路傳輸高速信號邊沿，并觀察其反射信號。反射能夠說明信號通路的阻抗以及阻抗變化時(shí)信號延時(shí)的變化，TDR測試的簡單示意圖如圖1所示。
圖1. TDR原理，TDR測量基于反射系數(shù)ρ，其中ρ = (VREFLECTED/VINCIDENT)。最終，ZO = ρ × (1 + ρ)/(1 - ρ)。
從圖1可以得到兩個(gè)重要概念：
1、TDLY是我們將要測量的PCB (印刷電路板)引線延時(shí)。
2、ZO是被測PCB引線的阻抗。
儀器和評估板
為了測量納秒級的延時(shí)，需要非常快的脈沖發(fā)生器、高速示波器以及高速探頭。我們也可以利用具有TDR測量功能的Tektronix? 8000 (圖2)系列示波器(TDS8000、CSA8000或CSA8200)，配合80E04 TDR采樣模塊使用。本文采用MAX9979EVKIT (評估板)、Hewlett Packard 8082A脈沖發(fā)生器和TDS8000/80E04進(jìn)行演示。圖3所示為MAX9979EVKIT部分電路。可以選擇使用任何具有TDR功能的高速示波器和任何高速差分脈沖發(fā)生器，同樣能夠獲得相似結(jié)果。
圖2. Tektronix TDS8000系列具有采樣模式的示波器
圖3. MAX9979EVKIT (部分)
分析中將進(jìn)行以下測量：
從PCB的SMA邊緣連接器DATA1/NDATA1至MAX9979 IC輸入引腳DATA1/NDATA1的延時(shí)。從MAX9979的DUT1 (被測器件)輸出通過SMA連接器J18的延時(shí)。
連接DUT1輸出至CSA8000的測試電纜延時(shí)。
從DATA1/NDATA1輸入至DUT1輸出，通過電纜到達(dá)CSA8000的總延時(shí)。
最后，計(jì)算MAX9979的實(shí)際延時(shí)。
DATA1/NDATA1輸入建模
由于人們對TDR響應(yīng)比較困惑，我們首先利用SPICE仿真器構(gòu)建輸入延時(shí)的模型。然后我們將仿真結(jié)果與實(shí)際測量進(jìn)行比較，參見圖4。
圖4. 等效輸入原理圖和最終仿真模型
圖4注釋：
PCB引線設(shè)定為6in長，阻抗為65Ω。實(shí)際上，這是DATA1/NDATA1 PCB引線的真實(shí)阻抗。理想情況下為50Ω，但我們從TDR測量結(jié)果將會(huì)看到該值為63Ω。
NDATA1輸出端接至地。由于DATA1和NDATA1對稱，而且距離MAX9979引腳的長度相同，所以僅測量DATA1的PCB引線。
對信號發(fā)生器的12in電纜進(jìn)行建模，但實(shí)際傳輸延時(shí)測量證明并不需要這一建模。
DATA1/NDATA1輸入仿真
圖5所示為TPv3的SPICE仿真波形。
圖5. 圖4所示模型的SPICE仿真(節(jié)點(diǎn)TPv3)，在MAX9979EVKIT DATA1輸入采集到的數(shù)據(jù)。
從圖5數(shù)據(jù)可以得出以下幾點(diǎn)結(jié)論：
a.第1級表示發(fā)生器的12in電纜。延時(shí)大約為3ns，是實(shí)際延時(shí)的兩倍。實(shí)際電纜延時(shí)為1.5ns。
b.第2級表示DATA1 PCB引線。延時(shí)大約為2ns，PCB延時(shí)為該值的一半，或1ns。
其它延時(shí)為脈沖通過DATA1 PCB引線的反射。
Y軸反映了不同元件的阻抗，單位為伏特，可轉(zhuǎn)換為阻抗。
X軸為單次輸入階躍信號造成的模擬信號反射，參照圖1對信號進(jìn)行比較。這些信號的長度代表通過不同元件的延時(shí)。
MAX9979的傳輸延時(shí)測量
按照以下六個(gè)步驟進(jìn)行傳輸延時(shí)測量。
第1步：測量連接DUT1節(jié)點(diǎn)到CSA8000垂直輸入的2in長SMA電纜的延時(shí)(圖6)。
圖6. 2in SMA電纜的CSA8000 TDR
測量時(shí)：
將2in長SMA-SMA電纜連接至80E04 TDR模塊的一路輸入，另一端保持開路。
利用TDR的下拉菜單進(jìn)行測量。
注意，這看起來很像圖1中的“開路”示例。此處測得的延時(shí)為804ps，由于是兩倍的電纜延時(shí)，所以電纜延時(shí)為402ps。
還需注意的是，第2級階躍實(shí)際為頂部和底部之間的一半。根據(jù)TDR原理，表示2in長度電纜實(shí)際阻抗為50Ω。
這條2in電纜是我們測量延時(shí)的通路之一。
第2步：測量DATA1輸入信號的PCB引線延時(shí)/阻抗。
圖7. DATA1 PCB TDR阻抗測量
從該數(shù)據(jù)可以獲得以下幾項(xiàng)信息：
圖7與圖5中的仿真曲線相同，證明了模型的準(zhǔn)確性。
光標(biāo)用于測量線路阻抗。第1級階躍為49.7Ω，代表CSA8000電纜。與我們的預(yù)期結(jié)果一致。
第二光標(biāo)顯示97.8Ω，為MAX9979內(nèi)部DATA1/NDATA1兩端的100Ω電阻(參見圖4)。與我們的預(yù)期結(jié)果一致。
第2級階躍阻抗不是50Ω。這一級為DATA1 PCB阻抗，大約為63Ω。這意味著DATA1和NDATA1的PCB引線不是我們所希望的50Ω。
大幅值為150Ω，是額外的50Ω電纜和100Ω電阻，只存在于第3級反射。
該測量可以簡化為：
將12in SMA電纜的一端連接至CSA8000。將電纜另一端連接至MAX9979EVKIT的DATA1 SMA輸入連接器。
將NDATA1的SMA連接器通過SMA接地，從圖4可以看出這一點(diǎn)。12in SMA電纜的長度與延時(shí)測量無關(guān)，但應(yīng)盡可能短。
無需對MAX9979EVKIT供電。該測量針對焊接到電路板上的MAX9979進(jìn)行，但不需要上電。有些用戶更喜歡使用沒有焊接器件的電路板進(jìn)行測量。斷開MAX9979將產(chǎn)生更清晰的3級階躍信號，仿真圖1所示開路狀態(tài)。兩種配置下，實(shí)際時(shí)間測量結(jié)果相同。
圖8. 波形與圖7相同，但為擴(kuò)展后的波形，測量延時(shí)。
圖8所示，測量第2級階躍—DATA1 PCB引線延時(shí)。注意：
第1級階躍為電纜，我們對其延時(shí)并不感興趣。
測量值為1.39ns，PCB延時(shí)為該值的一半，或?yàn)?.695ns。這一延時(shí)確實(shí)大于模型的延時(shí)，但我們僅利用模型估算延時(shí)加以比較。
測量在信號的傾斜沿進(jìn)行。這些傾斜沿代表電路板SMA和MAX9979 DATA1引腳的電容效應(yīng)。因此，在這些傾斜沿之間進(jìn)行測量能夠確保測試結(jié)果包含了SMA和PIN延時(shí)。還需注意的是，波形中存在凸峰：這是SMA連接器與電路板之間的電感產(chǎn)生的。由此，需要在凸峰之前進(jìn)行測量，以確保獲取完整的電路板延時(shí)。進(jìn)一步的TDR測量讀數(shù)將突顯這些電容和電感造成的傾斜沿和凸峰。
第3步：測量DUT1輸出信號的PCB引線延時(shí)/阻抗。
圖9. DUT1 PCB TDR延時(shí)和阻抗測量
圖9所示示波器波形是采用與圖7、圖8相同的設(shè)置產(chǎn)生的。我們現(xiàn)在采用一條2in長SMA電纜連接CSA8000 80E04模塊和MAX9979EVKIT的DUT1 SMA。注意：
第1級階躍表示2in電纜。TDR信號為0.5V，第1級階躍為250mV。說明我們電纜的阻抗為50Ω，與預(yù)期情況一致。
DUT1延時(shí)是在兩個(gè)傾斜沿之間進(jìn)行測量得到的，與上述DATA1測量說明相同。然而，需要注意的是：這些傾斜沿之間的電平同樣為50Ω。該值表明較短的DUT1 PCB金屬線非常接近于理想的50Ω。
從上述內(nèi)容得到DATA1引線阻抗為63Ω，DUT1節(jié)點(diǎn)阻抗為50Ω。這意味著DATA1輸入的金屬線寬比DUT1輸出的線寬窄。理想情況下，它們應(yīng)該相同。TDR測量發(fā)現(xiàn)了這一差異，這不一定是系統(tǒng)錯(cuò)誤。DUT1引線阻抗稍高是由于較窄的金屬線造成的，但它同時(shí)也減小了DATA1金屬線的電容。數(shù)據(jù)線是最長的引線，為了保證最寬頻帶的要求，該電容應(yīng)盡量小。
DUT1的PCB延時(shí)很難測量，其阻抗與電纜相同。如果MAX9979沒有焊接到電路板上，我們將看到“開路”狀態(tài)的三級階躍信號。但是，在焊接了MAX9979的條件下仍然可以測量到這一延時(shí)。通過檢查電容效應(yīng)產(chǎn)生的傾斜沿，可以看出SMA連接器在電路板的焊接位置以及MAX9979 DUT1引腳的位置。我們同樣可以查看SMA連接器電感產(chǎn)生的凸峰，確認(rèn)它處于兩個(gè)傾斜沿之間。解決了這些問題，可以測得延時(shí)為360ps，將該值減半，得到實(shí)際DUT1 PCB電路板的延時(shí)，該延時(shí)為180ps。
第4步：用兩條相同的SMA電纜連接差分信號發(fā)生器，測量CSA8000的基線延時(shí)。
圖10. 測量來自發(fā)生器的DATA1/NDATA1信號
圖10所示，C1和C2是兩個(gè)互補(bǔ)PECL信號，幅值大約為450mV。這些DATA1和NDATA1信號直接由外部的信號發(fā)生器產(chǎn)生，送入CSA8000輸入。我們采用CSA8000的20GHz采樣探頭，從該數(shù)據(jù)可得出以下結(jié)果：
M1是差分信號C1 - C2的數(shù)學(xué)計(jì)算值，幅值為900mV，10%/90%上升和下降時(shí)間接近于700ps。這意味著DATA1/NDATA1信號上沒有任何干擾。
我們還對Crs或M1差分信號的過零點(diǎn)進(jìn)行測量，測得數(shù)據(jù)為29.56ns。觸發(fā)示波器，我們僅關(guān)注這些過零點(diǎn)中的一個(gè)。給MAX9979上電，然后測量相同過零點(diǎn)，因?yàn)樗峭ㄟ^整個(gè)電路板的延時(shí)。
該延時(shí)還包括兩條輸入電纜的延時(shí)，因?yàn)檫@些電纜也被用于測量通過電路板的信號延時(shí)，其延時(shí)相互抵消。盡管如此，最好還是使用盡可能短的電纜，只是該延時(shí)對傳輸延時(shí)測量并不重要。
第5步：MAX9979EVKIT上電。
圖11. MAX9979上電并為CSA8000的50Ω負(fù)載產(chǎn)生3V信號
將DATA1和NDATA1信號連接至已上電的MAX9979EVKIT的DATA1/NDATA1輸入。使用與第4步相同的電纜。按照傳輸延時(shí)測量技術(shù)資料的規(guī)定，將MAX9979設(shè)置為規(guī)定的0V至3V信號，并將輸出端接至50Ω。本例中，50Ω負(fù)載為CSA8000輸入，從圖11獲得的數(shù)據(jù)點(diǎn)顯示：
當(dāng)前的輸出信號幅值為0V至1.5V，與預(yù)期情況一致，由于50Ω負(fù)載的存在而被除以2。
上升和下降時(shí)間完全在MAX9979的技術(shù)指標(biāo)范圍內(nèi)。由此，我們可以確認(rèn)由干凈、有效的DATA1/NDATA1驅(qū)動(dòng)產(chǎn)生完好、干凈、有效的輸出。
CSA8000保持與第5步相同的設(shè)置，觸發(fā)方式與第4步相同。我們可以看到過零點(diǎn)為33.77ns。
第6步：計(jì)算MAX9979的傳輸延時(shí)。
通過MAX9979EVKIT的總延時(shí)為：
33.77ns - 29.56ns = 4.21ns
計(jì)算測量結(jié)果：
減去0.695ns的DATA1 PCB引線延時(shí)，所得延時(shí)為3.515ns。
減去0.18ns的DUT1 PCB引線延時(shí)，所得延時(shí)為3.335ns。
減去CSA8000的2in電纜延時(shí)，該延時(shí)為402ps，所得延時(shí)為2.933ns。
MAX9979技術(shù)指標(biāo)中，這種配置下的標(biāo)稱延時(shí)為2.9ns。這里，我們可以得到焊接了MAX9979的評估板的延時(shí)為2.933ns，非常接近于預(yù)期值。
總結(jié)
以上分析表明利用TDR測量傳輸延時(shí)具有以下優(yōu)勢：
傳輸延時(shí)測量結(jié)果非常準(zhǔn)確。
無需有源探頭(避免由此引入的誤差)。
簡單技巧可用于絕大多數(shù)傳輸測量。
阻抗測量保證正確的連接器和PCB引線阻抗。
利用TDR信號能夠分析信號通路的附加電容和電感，必要時(shí)可作為重新設(shè)計(jì)的反饋信息。
簡化模型和仿真工具確保獲得正確結(jié)果，并可驗(yàn)證測量配置。
采用良好的測試方法測量關(guān)鍵指標(biāo)。
隨著信號速率的提高，時(shí)序測量的誤差和錯(cuò)誤會(huì)造成不正確的電路規(guī)劃、器件選擇及系統(tǒng)設(shè)計(jì)。高速測量中保持良好的方法能夠避免亡羊補(bǔ)牢造成的損失。本文著重強(qiáng)調(diào)了這些良好的設(shè)計(jì)習(xí)慣。
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