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bldc無傳感器：BLDC無位置傳感器控制的關鍵技術問題剖析

作者：趙云老師（張飛實戰電子高級工程師）
01概述：
在無刷直流電機控制系統中，位置傳感器（如霍爾傳感器等）雖然為轉子位置提供了最直接最有效的檢測方法，但是它們也使電機的體積變大，需要的信號引線增多，生產成本增加。在某些應用場合（如高溫高壓），位置傳感器的不可靠性更帶來了系統運行失效的風險。因此，人們致力于尋找無刷直流電機無位置傳感器的控制方法。本文將討論包括電機驅動方式、PWM 調制方式、轉子位置檢測方法等無位置傳感器控制的關鍵技術。
02電機驅動方式的選擇：
1、主功率電路驅動方式分析
無刷直流電機可以有多相結構，每種結構都可以用全橋或半橋電路來驅動，而全橋驅動又可分為星形和角形聯結以及不同的通電方式。不同的選擇會使電機及控制系統產生不同性能和成本。以應用最廣泛的三相無刷直流電機為例，便有三相半橋驅動、三相星形全橋驅動、三相三角形全橋驅動等多種方式如下圖一所示：
(a)半橋驅動方式
(b)半橋驅動方式
圖一：無刷直流電機驅動方式示意圖
如上圖一(a)所示，三相半橋驅動電路的特點是簡單，但電機繞組的利用率很低，每個繞組只通電1/3周期的時間，另外2/3時間處于斷電狀態，繞組未能得到充分利用，其運行時轉矩波動較大；對于要求較高的場合，一般采用三相全橋電路，如上圖一(b)所示。
無論電機繞組采用何種聯結方式，三相全橋驅動電路都有兩兩導通和三三導通兩種通電方式。兩兩通電方式是指每一瞬間有兩只開關管導通或調制，每隔60度電角度換相一次，每次換相改變一只開關管的狀態，每只開關管導通120度電角度；三三通電方式是指每一瞬間都有3只開關管同時導通或調制，每隔60度電角度換相一次，每個開關管通電180度電角度。但是在三三通電方式中，對開關管的關斷和導通順序有嚴格的規定，稍有不慎便會造成上下橋臂同時導通，使直流電源短路而燒毀。
綜上分析，本文采用三相星形全橋驅動電路，并采用兩兩導通的通電方式來探討無位置傳感器控制的關鍵技術。
2、六步換相法
無刷直流電機采用兩兩通電的三相星形全橋驅動方式后，每個電周期內換相六次，也即是我們常說的六步換相法。根據通電繞組的不同，將一個電周期平均分成6步，稱為6個區間或6個狀態，換相發生在兩個相鄰狀態的切換瞬間，由開關管的切換完成。六步換相法的原理如下圖二所示。
(a)六步換相每個狀態對應的電流方向
(b)定子繞組反電動勢波形及開關管導通順序
圖二：六步換相原理示意圖
圖二(a)顯示了六步換相中每一步的電流流過電機繞組的方向，圖二(b)顯示了每一步電機繞組的反電動勢波形及開關管的導通情況。各開關管的導通順序是V1V4、V1V6、V3V6、V3V2、V5V2、V5V4、V1V4……當V1和V4導通時，電流從V1流入A相繞組，再從B相繞組流出，經V4流回電源，在這個狀態中，C相繞組是不通電的，即處于懸空狀態。每一狀態上都有兩相繞組通電，另外一相繞組懸空，這是六步換相法的重要特征，我們該篇文章將要討論的無位置傳感器控制就是基于此實現的。
03PWM調制方式：
PWM控制是最常用的電機調速方式，尤其是近年來IGBT和MOSFET等電力電子器件的發展，PWM的調制頻率可達幾十甚至幾百kHz，為電機的寬轉速、快響應靈活調速提供了條件。PWM控制主要是通過PWM波對橋式逆變橋功率管的開關狀態進行調制達到對電流的控制和調節。根據PWM的作用時間和作用的開關管不同，可以將PWM調制分為五種模式。在每個開關管導通的120度電角度的時間內，五種調制模式如下圖三所示。
圖三：120度導通方式下五種PWM調制方式
(1)H_PWM-L_PWM模式：逆變橋上下橋臂采用互補的PWM信號進行調制；
(2)ON_PWM模式：在每個開關管的120度電角度導通空間中，前60度電角度保持恒通，后60度電角度進行PWM調制；
(3)PWM_ON模式：在每個開關管的120度電角度導通空間中，前60度電角度進行PWM調制，后60度電角度保持恒通；
(4)H_PWM-L_ON模式：在每個通電狀態中，處于逆變橋中上橋臂的開關管采用PWM調制，下橋臂的開關管保持恒通；
(5)H_ON-L_PWM模式：在每個通電狀態中，處于逆變橋中上橋臂的開關管保持恒通，下橋臂的開關管采用PWM調制。
在五種調制方式中，上下橋臂同時調制的方式，如H_PWM-L_PWM，稱為“全斬波”調制模式；其他四種調制方式，稱為“半斬波”調制模式。“全斬波”模式的開關損耗和定子繞組的電流脈動均是其他“半斬波”模式的兩倍，而在“半斬波”的四種調制模式里，在上橋換相過程中，PWM_ON模式和H_PWM-L_ON下的轉矩脈動比ON_PWM模式和H_ON-L_PWM模式下的小；在下橋換相過程中，PWM_ON模式和H_ON-L_PWM下的轉矩脈動比ON_PWM模式和H_PWM-L_ON模式下的小。
考慮到控制的簡單性，我們本文選擇最常用的H_PWM-L_ON模式（也被稱為上橋斬波下橋恒通），也即在每個通電狀態中只對上橋臂進行PWM調制，而下橋臂保持恒通。以狀態1為例，AB相導通，當PWM高電平時，V1、V4導通，電源通過V1、V4，電流增加；當PWM低電平時，V1關斷，V4導通，電流通過二極管續流。采用H_PWM-L_ON模式能有效的降低電機的轉矩脈動，特別是在高速情況下。完整的PWM控制信號如下圖四所示。
圖四：PWM控制信號波形圖
04反電勢過零點檢測方法的實現：
對于反電動勢為梯形波的無刷直流電機，通過檢測懸空相電壓的過零點，即可得到懸空相反電動勢電壓的過零點。但是電機的引出線一般只有 A、B、C 三相繞組的引線，能夠直接檢測到的物理量只有端電壓和相電流，因此只有對這些物理量進行處理和運算，才能獲得電機的反電動勢，檢測其過零點。
由于絕大部分電機的中性點并沒有引出，因此無法直接將定子端電壓與中性點電壓進行比較來獲取過零點。針對這種情況，其中一種解決方法就是將端電壓與直流母線電壓的一半進行比較，假定端電壓等于VDC/2 的時候發生反電動勢過零事件，如下圖五所示。這種電路容易實現，只需在繞組引出線上接上比較器即可，故一共需要三個比較器。但是這種方法檢測到的端電壓信號有正負相移，而且大多數情況下電機的額定電壓小于 VDC 電壓，因此反電動勢過零事件并非總發生在 VDC/2 處，故檢測不準確。
圖五：端電壓與直流母線電壓的一半進行比較示意圖
另一種方法是將三相定子端電壓通過電阻分壓網絡來構成虛擬中性電壓，通過比較端電壓與虛擬中性點電壓來獲取反電動勢過零點，如下圖六所示。但是由于電機采用PWM 調速，定子端電壓上都會疊加高頻干擾，影響到反電動勢過零點的獲取。在許多情況下，都是采用電阻分壓并搭配RC低通濾波來實現的，但是這樣會導致反電動勢信號大幅度地衰減，并且會帶來過零點的相移問題，后期要進行相位補償，增加了控制的復雜程度。
圖六：端電壓與虛擬中性點進行比較
由上可見，這些方法都依賴于片外比較器，而且可能存在過零點的相移問題。我們這篇文章在六步換相法和反電動勢過零點檢測方法的基礎上，探討更具針對性而且實現更方便的過零點檢測方法。
由圖二(b)可以看出，在每個狀態中，懸空相的反電動勢正負號都會發生變化，故只要我們檢測到其反電動勢正負號跳變的瞬間，即可捕捉到其過零點。以狀態1為例，此時電流從A相繞組流入，由B 相繞組流出，C相懸空。此時的電機等效電路如下圖七所示：
圖七：狀態1電機等效電路
根據等效電路，A、B 相繞組形成電流回路，C相繞組無電流，可得：
式(1)
式中：va、vb、vc ---- A、B、C 三相端電壓；
R、L ---- 定子繞組等效電阻、電感；
i ---- 定子繞組電流；
ea、eb、ec ---- A、B、C 三相反電動勢；
un ---- 定子繞組中性點電壓。
反電勢是梯形波，在狀態1有ea + eb=0 ，將式(1)前兩式相加，得：
式(2)
對式(2)進行整理，得：
 式(3)
由式(1)的第三個式子可得C相反電勢表達式：
式(4)
由式(4)可見，C相反電勢的表達式各項均為三相端電壓，均可直接測量。要檢測 ec過零，只需檢測
的瞬間即可。由于在該狀態1內，ec為下降沿穿越零點，故只需檢測ec從正到負的跳變即可。因此，當三相端電壓的關系滿足
，即是
時，說明 ec出現了過零點。捕捉到過零點后，經過30度電角度，就到達換相點，此時應該將繞組切換至狀態2的通電狀態（正轉情況下），即應該將V4關斷，保持V1導通，并將V6開通，進入狀態2通電狀態。等到狀態2的過零條件滿足時，再延時30度電角度，則應該把開關管的開關狀態切換成狀態3對應的狀態……如此循環往復，便可實現電機的無傳感器運行。
對照狀態1，可以得出其他各狀態的反電動勢過零條件及換相說明，如下表一所示：
表一：各狀態反電動勢過零條件及換相說明
對照圖二和表一可以看出，要實現換相，只需要在檢測到反電勢的過零點再延時30度電角度后，把定子繞組的通電狀態切換為下一區間所對應的狀態就可以了。而這種檢測方法僅僅依賴于端電壓，不需要中性點，也不需要片外比較器，而且運算過程簡單，只需要用單片機的 ADC 模塊對端電壓進行采樣轉換后，就可以在內部進行過零事件的檢測，滿足條件時輸出1，否則輸出0。而由 PWM 調制引起的高頻噪聲對過零檢測的干擾，可以通過基于擇多函數的數字濾波器來消除。
本篇文章我們先講這么多，關于擇多函數數字濾波器的設計，將會在后面的文章中繼續給大家分享。
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bldc無傳感器：BLDC無刷直流電機（無傳感器）控制有哪些方法？

BLDC無刷直流電機一般都是用霍爾傳感器來換向的，請問去掉傳感器有哪些控制方法？  好像是采用反電動勢？
無刷直流（BLDC）電機正迅速成為要求高可靠性，高效率和高功率體積比的應用的自然選擇。這些電機在很寬的速度范圍內提供大量的扭矩，并且與有刷電機具有相似的扭矩和速度性能曲線特性（盡管有刷電機可提供更大的靜止扭矩）。
BLDC電機由于消除了傳統直流電機換向時使用的電刷而具有顯著的可靠性。刷子磨損，降低了電機的性能，最終必須更換。相反，在額定參數范圍內運行時，BLDC電機的預期壽命可超過10，000小時或更長。與傳統裝置相比，這種壽命以及隨后的維護和備件成本的降低可以抵消電機的較高初始成本。
不懂不問：硬件工程師薪資不高！？那是你沒看這個
BLDC電機正在進入最具成本意識的應用領域。例如，在汽車領域，BLDC電機的使用正在飆升。汽車制造商尤其被電機在機械工作中轉換電能的效率所吸引，這有助于降低對車輛電力系統的需求（圖1）。
BLDC電機的這種興趣促使芯片供應商為該單元的電子控制系統開發定制的單片芯片。本文將詳細介紹BLDC電機控制芯片 - 用于驅動逆變橋的設備，最終激活電機線圈并控制速度和方向等參數。
01  減少霍爾傳感器故障
飛兆半導體公司擁有BLDC電機控制的悠久歷史，最近推出的FCM8201芯片仍在繼續。該器件專為感應BLDC電機控制而設計。（傳感電機需要霍爾效應傳感器來指示線圈位置以輔助電子換向序列）。
FCM8201的關鍵技術進步是它可以選擇脈沖寬度調制（PWM）模式。有兩種PWM模式可供選擇：正弦波模式和方波模式。方波模式包括PWM-PWM和PWM-ON技術，可提高電機驅動效率。
Fairchild解釋說，該器件還內置霍爾信號調節電路，可為每個傳感器信號輸入產生3至6μs的“去抖”時間。該電路減少了霍爾傳感器信號轉換緩慢時可能出現的毛刺 - 以及隨后的錯誤。
FCM8201可以在沒有外部微控制器（MCU）的獨立配置中使用，或者如果設計人員想要添加比標準設備支持更多的電機控制功能，則可以通過串行外設接口連接外部MCU（ SPI）接口。圖2顯示了FCM8201的典型獨立應用電路。只需幾個外圍元件即可完成BLDC電機控制電路。
02 使用電機磁通進行無傳感器控制
無傳感器BLDC電機取消霍爾傳感器，而是依靠電機轉動時產生的反電動勢的大小來估算線圈位置并確定正確的換向順序。
無傳感器控制是一種流行的技術，因為它簡化了電機的機械設計，但一個缺點是電機靜止時不會產生反電動勢，而電機低速運行時則很少。這使得控制器難以確定線圈的位置。
針對低成本BLDC安裝，德州儀器（TI）推出了InstaSPIN-BLDC電機控制技術來解決這一問題。該公司表示，InstaSPIN-BLDC是一種無傳感器控制技術，在50多種不同電機類型的現場測試中，能夠在不到20秒的時間內啟動和運行每臺電機。簡而言之，TI將InstaSPIN-BLDC描述為在三相BLDC電機上執行無傳感器換向的軟件方法。據該公司稱，它的優勢包括電機調試非常快速，即使在低速時也能實現強大的控制，以及超越速度擾動的卓越能力。
與基于反電動勢過零時序的其他無傳感器BLDC控制技術不同，InstaSPIN-BLDC監控電機的磁通量，以確定何時換向電機。在自由圖形用戶界面（GUI）的幫助下（圖3），用戶在繪圖窗口中確定通量信號，并設置“通量閾值”滑塊以指定電機應換向的通量水平。TI表示，可以通過觀察GUI上顯示的相電壓和電流波形來驗證最佳換向。
圖3：TI的InstaSPIN-BLDC使用一個免費的GUI來啟用設計工程師為快速電機啟動設置磁通閾值。
與磁通信號不同，低傳感器BLDC電機在較低速度下產生的低反電動勢信號導致較差的信噪比（SNR）性能。該公司聲稱InstaSPIN-BLDC可在低速下實現更平穩的操作，即使在重負載下也能提供更可靠的電機啟動。
TI為其InstaSPIN-BLDC提供培訓模塊。該公司還提供使用DRV8312/32 BLDC電機驅動器的三相BLDC電機套件（DRV8312-C2-KIT）和帶有F controlCARD子系統的Piccolo MCU，以運行無傳感器InstaSPIN-BLDC技術。該公司發布了一份應用報告，詳細說明了如何設置系統。
03 設計的靈活性
一些制造商提供沒有集成處理器的驅動芯片，以便熟悉特定MCU的設計人員使用該設備進行監督電路。或者，與上述Fairchild芯片的情況一樣，一些供應商允許設計人員通過添加更強大的外部MCU來覆蓋內部處理器。
傳感器和無傳感器BLDC電機的優勢在于它們越來越多地應用于以前由傳統電機主導的應用。雖然比后者更昂貴，但這種前期費用可以抵消較低的維護成本和BLDC電機的較長壽命。
希望利用這些輕巧，緊湊，功能強大的電機的設計人員會發現，通過引入主要芯片供應商的芯片和設計工具，控制系統設計變得更加容易。還有一些選項可以讓設計師在設計中獲得更大的靈活性，從而增加將最終產品與競爭對手區分開來的機會。

bldc無傳感器：三相無傳感器BLDC控制器方案

峰岹科技68系列(6801、6802、6803、6804)是集成 8051 內核和電機控制引擎(ME)的“雙核”電機驅動MCU，8051 內核處理常規事務，ME 處理電機實時事務，雙核協同工作實現各種高性能電機控制。低壓應用芯片內部集成MOSFET驅動電路。其中 8051 內核大部分指令周期為 1T 或 2T，芯片內部集成有高速運算放大器、比較器、Pre-driver、高速ADC、高速乘/除法器、CRC、SPI、I2C、UART、多種 TIMER、PWM 等功能，內置高壓 LDO，適用于 BLDC/PMSM 電機的方波、SVPWM/SPWM、FOC 驅動控制，可廣泛應用于電動工具、電調、園林工具、消費電子等領域。此處以6861系列芯片為例，介紹本公司三相無感BLDC控制器方案的特點。

FU6861芯片特性：
“雙核”：高速8051內核，專用電機控制引擎(ME)；
寬電壓輸入：5V~36V；
內置6N Pre-driver驅動；
Pre-driver輸出峰值電流：H:0.8A；L:0.8A；
8通道12位高速ADC；
集成4個運算放大器；
集成4路比較器；
I2C/SPI/UART接口；
16Kx8bit Flash ROM、帶CRC校驗功能、支持程序自燒錄和代碼保護功能堵轉保護（堵轉信號輸出）；
256x8bit IRAM，768x8bit XRAM;
單周期16*16位乘法器，32 / 16位除法器（16個時鐘周期）；
兩線制 ICE 在線仿真功能；
4級優先級中斷、16個中斷源；
內置24MHz±2%精準時鐘；
應用：電動工具 園林工具 航模電調 消費電子
FU6861Q(QFN56)。
圖1 FU6861Q框圖
FU6861方波驅動特點：
1、 驅動方式方波，初始位置檢測，啟動力矩大；
2、 內部軟件完成速度閉環以及限流；
3、 集成MOSFET驅動電路，驅動電流大，可靠性高；
4、 集成反電動勢過零比較器，通用運算放大器，簡化外圍電路；
5、 無感電機啟動參數外部可調，不同負載電機均能順利啟動；
6、 多種調速方式；
7、 方案成熟可靠，開發周期短。

方案應用：
圖2所示為FU6861電動工具應用的電機驅動板PCBA，配合公司成熟代碼幫助客戶快速完成項目。
圖2 FU6861電動工具驅動板PCBA
電動工具評估板特性:
8~36v輸入電壓
無HALL方波控制
15A輸出電流，90A峰值電流
電位計調試，按鍵啟停，按鍵正反轉
故障報警指示
原理圖：

bldc無傳感器：無傳感器BLDC和FOC堵轉檢測方法

基于S12ZVM的車用無傳感器BLDC堵轉檢測方法探討
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介紹了車用無傳感器BLDC堵轉檢測的重要性以及實現的方法，分別講述了六步方波堵轉檢測以及FOC正弦波堵轉檢測的方法。重點介紹了基于S12ZVM的FOC正弦波堵轉檢測的原理、代碼實現和測試。最后總結了S12ZVM在車用BLDC電機控制中的優勢，特別是對于FOC正弦波控制而言。有了恩智浦強大的汽車電機Enablement，AMMCLIB，FreeMASTER、MCAT、ToolBox等等，很多復雜的功能和算法實現起來都容易了很多。本文希望對于使用S12ZVM來開發BLDC項目的工程師，能起到一定的幫助作用。

隨著汽車自動化程度不斷提高，電機在汽車上的應用也越來越廣泛。無論是傳統燃油汽車還是新能源汽車，電機作為執行器，扮演著越來越重要的角色。汽車電機大家族里面有一類電機叫流體控制類電機，包括各類風扇、鼓風機、水泵、油泵以及壓縮機等。這些電機目前很多都已經使用無刷直流電機（BLDC），或者在往無刷直流電機切換的過程中。無刷直流電機有著高效、高可靠性的特點，再加上流體類電機幾乎不工作在低速區，因此無傳感器的無刷直流電機控制就特別適合汽車的這些應用。

無刷直流電機的無傳感器控制一般包含方波控制和正弦波控制。無論是哪一種控制方式，由于沒有傳感器信號的接入，一旦遇到外界阻力或者巨大的負載突變，都可能會使得系統進入到堵轉狀態。在這種堵轉狀態下，電機只是原地抖動并消耗電流，而系統會處于異常狀態。長時間保持這樣的狀態，無疑是有害的。

眾所周知，對于有傳感器的無刷直流電機系統，堵轉檢測就變得很簡單了。只需要檢測傳感器信號是否在正常刷新就可以了，而對于無傳感器系統，可靠的堵轉檢測就變得沒那么容易了。本文會就這個議題進行詳盡的解析，希望可以起到拋磚引玉的作用，對大家無傳感器的無刷直流電機控制項目起到實際的幫助作用。

一． 六步方波無傳感器BLDC堵轉檢測

對于直流無刷電機的無傳感器六步方波，轉子位置信息的獲取是通過對三相反電動勢信號進行采集、比較和計算得到的；其轉速也是通過根據過零點的時間差計算得來的。其系統框圖如圖1所示。但如何來實現其堵轉檢測功能呢？NXP的無傳感器BLDC方波控制方案給出了答案，總體思路就是對反電動勢過零的周期進行判斷。如果反電動過零周期異常并持續一段時間，就觸發堵轉檢測。在AN4704的參考程序中，StallCheck函數就是實現堵轉檢測的。可以看到首先該函數對6個過零點周期進行判斷，找出最大值和最小值；然后再計算6個過零點周期的平均值；接著對過零點周期平均值和最大值的一半以及過零點周期平均值和最小值的2倍進行比較，如果過零點周期平均值小于最大值的一半或者大于最小值的2倍，那么就屬于異常狀態，堵轉檢測故障因子就增加。另外一點就是還要考察如果過零點周期的最小值，看其是否小于設定的堵轉檢測換相周期最小值，如果是的話，堵轉故障因子也增加。如果以上的條件都不滿足的話，堵轉因子就減小。最后判斷堵轉因子的值如果超過設定值，就產生堵轉事件停機。

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圖1 無傳感器BLDC方波控制系統框圖

經過實踐的證明，無論是啟動階段還是正常運行階段，該堵轉檢測方法都可以可靠且有效的檢測出堵轉事件。其后面的物理含義也是比較好理解的，我們都知道電機正常運行時，一個電周期中有6次換向，對于大部分流體類應用，連續的6個換向周期內不會存在很大的突變，因此其平均值和最大值及最小值的差距不會特別大，且最小值也不會特別小，因此這兩個判據是可以可靠的把堵轉事件給檢測出來的。

相應的代碼請參考AN4704的軟件包里的StallCheck函數。當然，可以根據電機參數及實際應用，修改STALLCHECK_MIN_CMT_PERIOD和STALLCHECK_MAX_ERRORS的值。對于STALLCHECK_MIN_CMT_PERIOD參數，主要是考慮到電機的最高轉速下對應的值，其越小，電機的轉速越高，堵轉事件發生的條件就越苛刻；對于STALLCHECK_MAX_ERRORS參數，實際上就是容錯處理，其值越大，也是越不容易發生堵轉事件。

StallCheck的流程圖如圖2所示。對于方波控制來講，堵轉檢測確實不算復雜，那對于磁場定向控制的無傳感器方案呢，堵轉檢測功能該怎么做呢？

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圖2 無傳感器BLDC方波控制堵轉檢測流程圖

二． 正弦波FOC無傳感器堵轉檢測

目前對于無刷直流電機的無傳感器FOC控制來講，其堵轉檢測一般有兩種方法，速度波動檢測法和反電動勢校驗法。

2.1 速度波動檢測法

速度波動檢測法的基本思路就是在快速環路（電流環）內記錄觀測器輸出的速度值，然后在慢速環路（速度環）內計算速度的平均值以及速度的波動。如果速度的波動超過設定的閾值就可以判斷為發生了堵轉事件。是不是感覺這種方法似曾相識呢。速度波動法和前面介紹的無傳感器BLDC的方波控制堵轉檢測實質上是一個思路，那就是判斷速度反饋是否合理。由于速度波動檢測法本身比較簡單，另外對于一些反電動勢觀測器來講，在某些特定場景下，這種方法可能失效，特別是負載突變的時候，反電動觀測器還會繼續工作，電機相電流波形也很好，速度輸出也會很穩定，但實際上電機并沒有運行而是在原地抖動。基于這個原因，本文并不推薦速度波動檢測法來檢測堵轉事件，也就不再花篇幅來深入下去了。另一方面，反電動勢校驗法則可靠很多，會是本文的重點。

2.2 反電動勢校驗法

目前反電動勢校驗法是檢測無傳感器FOC方案的主流方案。接下來會重點介紹該方法的原理、代碼實現及測試等。

2.2.1原理

對于無傳感器的FOC控制，恩智浦方案中最常用的是反電動勢觀測器，其框圖如圖3所示。該觀測器將αβ坐標系的電壓和電流通過Park變換到垂直的γδ坐標系。而γδ坐標系和同步坐標系dq之間的角度差是θerr。后面的Position Tracking Controller實際上就是個PLL，目標是鎖定θerr=0；從而確保輸出的θestim和轉子真實的位置重合。圖4為γδ坐標示意圖。

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圖3 反電動勢觀測器和PLL框圖

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圖4 γδ坐標系示意圖

由圖3可以看到back-EMF State Filter的輸出是γδ坐標系的反電動勢。當γδ坐標系與dq坐標系重合的時候，Eδ實際上就是Eq。如果觀測器正常工作，Eδ的輸出是和轉速成正比例的，轉速穩定的情況下，Eδ也是平穩的。從另一個角度來看，對于q軸反電動勢，如果知道反電動勢系數和轉速，也是可以根據公式來計算得到的。這樣就會有兩種途徑來獲得q軸的反電動勢，一個是從觀測器輸出得到，另一個是從轉速和反電動勢系數得到。如果兩個途徑得到的反電動Eq相差比較大，超出了閾值，就可以判定為堵轉事件。原理圖框圖如圖5所示。

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圖5 反電動勢校驗法原理框圖

2.2.2 代碼實現

由于恩智浦在汽車電機控制上的積累，使得AMMCLIB（Automotive Math and Motor Control Library）非常適合于汽車電機的應用。無論是數學運算還是各種濾波器，目前AMMCLIB都能很好的支持，同時AMMCLIB還集成了包括擴展的反電動勢觀測器在內的諸多高級電機控制算法。AMMCLIB可以說是為汽車行業量身定做的，其滿足SPICE LEVEL 3標準。因此本文的代碼也是基于AMMCLIB來寫的。

上面的原理框圖中，ε為允許偏差范圍百分比；如果允許20%偏差，那么ε=0.2；Ke與Ke_offset可以通過實驗的方法得到。舉例說明如下，比如恩智浦的演示電機，可以分別讓其跑在1000RPM、2000RPM、3000RPM以及4000RPM穩定轉速下，分別得到其Eq值和轉速值。然后做一個線性方程就可以解出Ke和Ke_offset，理論上兩個點就可以了。然后設置一個合理的ε值，比如20%。這樣就可以算出來Eq的變化范圍，然后去比較Eδ和Eq的范圍邊界，如果出界，ErrorCounter加1。如果在一定的Counter范圍內，ErrorCounter超出設置閾值，則判斷為堵轉事件發生。圖6對Eδ的允許范圍做了很清晰的描述，如果Eδ不在藍色的范圍帶內，就說明觀測器輸出是異常的，積累一定次數后就可以判定堵轉事件。然后就可以進入到堵轉故障處理程序了，通常是停機，然后嘗試重新啟動。這部分代碼實現不算復雜，目前實現該功能的基本代碼已經寫好了，限于篇幅的原因，就不直接放出來了。

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圖6 反電動勢Eδ允許的范圍示意圖

2.2.3 測試

堵轉檢測的測試主要考察兩個方面，一個是啟動階段，一個是正常運行階段。測試平臺采用恩智浦的S12ZVMx12EVB開發套件，搭配12V電源和示波器。如圖7所示。

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圖7 無刷直流電機堵轉檢測平臺

測試1：啟動階段用手堵住電機的圓盤，然后啟動電機運行，目標轉速1000RPM。因為電機被堵轉，沒法轉動，此時電機出現抖動，電流保持正弦。此時堵轉檢測功能沒有使能，電流激勵一直維持。

測試2：其他條件和測試1一致，使能堵轉檢測功能。電機在抖動幾秒后觸發了堵轉故障，成功了檢測出了堵轉故障。重復10次每次都可以成功。

測試3：其他條件和測試2一致，但沒有在啟動前就堵轉電機，而是等待進入速度閉環，也就是穩定跑到1000RPM時，突然施加外力到圓盤上，電機在勵磁幾秒后觸發了堵轉故障，成功的檢測出堵轉事件。整個測試故障可以在FreeMaster上進行查看，一個觸發成功的圖片如圖7所示。

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圖8 FreeMASTER上堵轉故障被觸發

測試結論：該堵轉檢測方法經過測試驗證是有效的。

三． 總結

本文所用的測試平臺就是恩智浦的S12ZVM系列，屬于MagniV家族重要成員。S12ZVM內部集成了電源（LDO）、功率器件的PreDriver（GDU）、通信接口（LIN、PWM或者CAN）以及S12Z內核的高速高效率單片機。總之，S12ZVM是一個高度集成的智慧型產品，非常適合一體化BLDC的驅動。

以下羅列S12ZVM對于FOC控制的諸多優點，還有很多優點都沒法一一羅列，用過的都知道。

1. 內核以及PWM時鐘最高100MHz，總線速度可達50MHz；

2. 雙路12位ADC，可同時支持兩相電流采樣，確保電流精度；

3. 內置雙運放，運放輸出直連比較器，確保硬件保護的可靠；

4. PTU、ADC以及PWM協同工作實現DMA搬運數據，可以在PWM的任意位置觸發ADC，且非常適合需要動態更改和多次觸發的場景；

5. 恩智浦的FreeMASTER搭配MCAT，FOC控制so easy；

正因為恩智浦強大的芯片和Enablement的支持，BLDC的控制就變得簡單了很多，而且在這個平臺上開發其他功能也簡單了。本文就是基于恩智浦的Enablement開發了無傳感器BLDC的堵轉檢測功能，從BLDC方波到FOC正弦波，都給出了解決方案。