發布日期：2022-05-20 點擊率：60
每個移動臺對于同一蜂窩內和相鄰蜂窩的用戶來說都是一個干擾信號源，因此良好的發射功率控制對于提高CDMA系統通信性能和容量來說都十分重要。本文介紹的CDMA 系統中的閉環功率控制方法能有效控制移動臺功率，文章還介紹了高精度RF功率檢測器LMV225實現功率控制的實際應用。
CDMAIS-95蜂窩網絡自從1996年開始商業化以來，已證明CDMA技術是推進蜂窩式個人通訊產業發展的最佳無線技術。據CDMA發展組織(CDG)報告稱，2004年前六個月CDMA用戶增長2,400萬，全世界的總用戶數達到2.125億。所有主流的第3代標準，如CDMA2000、W-CDMA和TD-SCDMA都以CDMA作為接入方法。CDMA基于擴頻調制技術，而擴頻原理又建立在香農信息理論基礎之上。香農容量定律規定，在加性白高斯噪聲中信道容量為：
其中：Csh為信道傳輸容量，單位是bps；BRF為信道帶寬，單位是Hz；SNR為信噪比。
與窄帶系統(即BRF較小)相比，要實現相同容量的Csh，寬帶系統(即BRF較大)需要的信噪比SNR較小。從另一方面來講，在給定帶寬BRF的信道中，較高的SNR有更大的傳輸容量。這意味著，如果所有用戶都傳輸相同量的數據，同一信道可以擁有更多的用戶。
功率控制在CDMA反向鏈路中的重要性
由于任何移動臺都可以看作是對同一基站覆蓋區域中其他用戶以及鄰近蜂窩手機用戶的干擾源，因此移動臺的發射功率控制對于CDMA運行性能和系統容量來說十分重要。因此，處于運行狀態中的移動臺越多，系統內的干擾就越大；移動臺發射能量越低，總的干擾也就越低。也就是說，在射頻載波帶寬BRF內的SNR越高,系統容量Csh就越大。
功率控制方案主要是將移動臺的發射能量設置到最低水平，這樣基站就可以從各移動臺接收到相近功率電平的信號。在該條件下，基站輸入端的信噪比為：SNR=1/(M-1)，M是該基站的用戶總數。
綜合上述，在CDMA系統中實行功率控制的主要好處有：
1. 增加系統容量
2. 最小化Near-Fare效應
3. 降低移動臺的功耗
移動臺或接入終端的IS-95和CDMA2000功率控制
功率控制的特征是通過估計最佳發射能量水平，對網絡或基站發送的功率控制指示作出響應，來控制反向鏈路中干擾信號電平。
在CDMA IS-95和CDMA2000 1X中，基站決定功率控制；而在CDMA2000EV-DO中，接入終端執行功率控制。兩種標準的功率控制方案是相似的，它采用兩種功率控制方法，即開環控制和閉環控制。
1. 開環功率控制
開環方法是利用移動臺接收器的功率水平PRX來估計前向鏈路損耗，然后指定移動臺的初始發射功率PTX，這樣基于不同用戶終端選擇(如蜂窩、PCS或是3G)，前向和反向鏈路的功率之和保持為一個常量，即PTXPRX為常數。PRX通過Eb/Io計算得到，它由移動臺的數字信號處理器(DSP)測量。
得到了初始的PTX之后，移動臺和基站均開始閉環控制。根據所執行的CDMA標準，基站給移動臺發送一個誤差信號，指示移動臺增加或減少一個單位的能量。
2. 閉環功率控制
閉環功率控制包含兩個步驟：外環(僅基站進行)和內環(移動臺和基站同時進行)，在IS-95和CDMA1X中閉環控制可以達到800Hz的功率控制速率。
閉環功率控制的主要目的是為了根據基站的測量結果，最小化信號多徑傳播損耗所造成的快速衰減效應。結合使用外環和內環兩個閉環功率控制過程，可以在20毫秒的幀間間隔中做到20～35dB的衰減補償，動態范圍可達80dB。
a. 外環閉環功率控制
在外環中，基站每20毫秒為接收器的每一個幀規定一個目標Eb/Io(從移動臺到基站)。出現幀誤差時，該Eb/Io值自動按0.2~0.3為單位逐步減少，或增加到3～5dB。
整個外環閉環控制步驟只與基站有關，而與移動臺無關。
b. 內環閉環功率控制
在內環，基站每1.25毫秒比較一次反向信道的Eb/Io和目標Eb/Io，然后指示移動臺降低或增大發射功率，這樣就可以達到目標Eb/Io。對于CDMA2000，功率變化幅度單位在±0.25dB～±0.5dB之間，而對于CDMAIS-95，功率變化幅度為±1.0dB。其修正的速率為800bps。
CDMA移動臺中功率控制的硬件實現
總之，CDMAIS-95需要移動臺每1.25毫秒以±1.0dB的幅度調整一次發射功率，而CDMA2000可以是±0.25dB～±0.5dB。圖1所示為手持設備的線性功率放大器信號鏈的一般輸出功率控制。由于CDMA需要很高的線性度，輸出功率放大器通常被偏置在一個固定的增益上，然后該輸出功率水平必須通過增益控制線性驅動放大器進行調整,該放大器在CDMA移動臺中通常稱為自動增益控制(AGC)放大器。
實驗發現，由于使用了隔離器(如MurataCE04和CES30)和高精度射頻功率檢測器LMV225，圖2中的射頻發射結構能夠減少功率放大器的直流功耗。隔離器為功率放大器的輸出提供了一個近乎完美的50歐姆負載，而LMV225能夠檢測精確的發射功率水平。然后，移動臺的DSP將輸出功率設置到基站所需要的水平。在這一應用電路中，使用了一個電阻器將主信號信道的射頻信號轉移到LMV225的輸入端。此外，還需要一個約100pF的電容器來進行隔直，防止使能控制信號進入主信號通道。由于不希望直流電壓進入功率放大器的輸出端或隔離器，這個隔直電容器十分必要。由于已經有了一個隔離器，因此大部分被轉移的射頻能量都是來自發射功率放大器。來自天線的反射能量將轉移到隔離器的內建50歐姆負載上，很少能夠到達電源放大器的輸出或LMV225。因此，被耦合到LMV225的功率可以用20log 『R1/(R150)』來估算。
實際的測試結果發現，電源電流為500mA、鄰信道功率抑制(ACPR)為-40dBc的功率放大器失真性能可以改善到電源電流為450mA、鄰道功率抑制為-50dBc。在該情形下電流下降了10%，失真改善了約10dB。
現在我們已經證明，對于IS-95、W-CDMA、CDMA2000和TD-SCDMA空中接口，LMV225和一個CES30隔離器能夠在線性CDMA功率放大器的應用中，在功耗和射頻失真方面表現出較好的性能。事實上，由于在發射信號通道中器件的不確定性和變化(像AGC、功率放大器的增益以及無源器件的損耗等)，為了實現嚴格的內環閉環功率控制，CDMA2000移動臺或接入終端有必要采用LMV225作為發射功率檢測器。
移動臺發射信號通道
圖2中的射頻發射電路架構可以用于很多種不同的CDMA芯片組。圖3是一個為CDMA20001X或EV-DO單波段手持設備發射功率檢測而推薦的LMV225應用簡圖。在這種發射器結構中，輸出到天線的功率為：
RFout=PRFT-LSAWGPA-LISOLATOR-LDUPLEXER
其中：RFout為到天線的射頻功率(假定已實現50(阻抗負載)；PRFT為射頻發射器芯片的輸出功率；LSAW為聲表面波濾波器的插入損耗；GPA為CDMA功率放大器的固定增益；LISOLATOR為隔離器的插入損耗；LDUPLEXER為雙工器的插入損耗。
由于R1和LMV225已經為信號通道構成了一個高阻抗的并聯負載，這里R1和LMV225構成的電阻功率分配器的插入損耗可以忽略不計。在室溫下，可以將LSAW、GPA、LISOLATOR和LDUPLEXER看成不變的。那么，至天線的射頻功率RFout就可以通過PRFT調節，而PRFT受發射芯片中的AGC控制。實際上，AGC放大器通常支持IS-95或CDMA2000所要求的80dB動態范圍。我們還發現，CDMA移動臺大部分工作時間的輸出功率為中等大小，因此從中等輸出功率到高輸出功率的變化過程中，功率控制的精確度十分重要。不當的高功率電平會減少移動臺的通話時間，并對其他網絡用戶產生更多的干擾。
LMV225的優點
為在CDMA手持設備中提供最佳的功率檢測范圍，LMV225的設計進行了優化。如上所述，從中功率到高功率精確的功率控制尤為重要，采用耦合電阻R1使LMV225能知道射頻信號出現的關鍵范圍。假設將AGC設置在高/最高增益上以實現CDMA功率放大器的最大輸出，比如28dBm。如果此時射頻發送信號的振幅因數為3dB，那么CDMA功率放大器的瞬時峰值功率將為283=31dBm。如果我們選擇它作為LMV225應該能檢測到的最大參考點，即當功率放大器的瞬時輸出功率為31dBm時，輸入到MV225的RFin/使能引腳為0dBm,應該采用一個31dBm的耦合因子。我們發現用一個1.8K(的R1能夠在本電路中產生一個31dBm的耦合因子。
LMV225的線性特征
LMV225有30dB的線性檢測范圍，這一特征減少了生產校準過程的復雜度。校準過程是CDMA移動臺生產過程中的一個重要環節。使用自動測試設備來收集控制碼/信號從弱到強過程中的移動臺輸出功率信息，將該信息保存在移動臺的存儲器中以供現場使用?；菊埱筝敵龉β蕰r，移動臺的DSP從存儲器中找出實現請求輸出功率水平應采用的控制碼/信號。
市場上的一些AGC在控制信號和輸出增益之間可能存在指數特性，如果和LMV225一起使用的是這種AGC，與其它檢測方法(如二極管檢測)相比，以dB為單位的線性特征不會使原始控制曲線比原始AGC特征曲線更復雜。然而，如果AGC有一個線性控制范圍，以dB為單位的線性特征將把校準點從20多個減少到2個左右。兩點校準過程基于下面的原理：在一個二維平面內，只需要兩個不同的點就可以表示一個一階線性方程。如果方程為y=mxb，用兩個測試坐標(x1，y1)和(x2，y2)就可以計算出斜率m和截距b。
雙波段CDMA2000移動站中的LMV225
圖4為用于CDMA2000手持設備的推薦框圖。雖然電阻R1和R1’可能并不相同，用戶還是可以對兩個波段的性能進行優化使R1和R1’的值相同。另一方面，由于在實際應用只有一個功率放大器處于工作狀態，且電阻R1或R1’通常提供30dB的隔離，低波段和高波段之間的隔離應該處于可以接受的范圍內。
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